第一章 概论

1.1 通信系统组成

通信系统通常由信息源、发送设备、信道、接收设备和受信者组成。其基本任务是在允许的失真和干扰范围内，把信息从发送端可靠地传送到接收端。

• 信息源：产生需要传输的语音、图像、数据等原始信息。
• 发送设备：完成信号变换、编码、调制、频率变换和功率放大。
• 信道：传输信号的媒介，可能引入噪声、衰减、失真和干扰。
• 接收设备：完成选频、放大、变频、解调和译码，尽可能还原原始信息。
• 受信者：接收并利用信息的人或设备。

通信电子电路主要研究发送设备和接收设备中的高频放大、振荡、调制、解调、变频和功率放大等电路。

1.2 无线电传播方式

无线电波常见传播方式包括地波传播、天波传播和空间波传播。不同传播方式适用的频段、通信距离和稳定性不同。

• 地波传播：沿地球表面传播，绕射能力较强，常用于长波、中波通信。
• 天波传播：经电离层反射返回地面，适合短波远距离通信，但稳定性受电离层状态影响明显。
• 空间波传播：近似沿直线传播，包括直射波和地面反射波，常用于超短波、微波通信。

1.3 无线电波频段

无线电波按频率可划分为长波、中波、短波、超短波、微波等频段。频率越高，波长越短，绕射能力通常越弱，方向性和直线传播特性越明显。

频率与波长关系为：

$$\lambda = \frac{c}{f}$$

其中，$c \approx 3\times10^8\ \text{m/s}$ 为电磁波在自由空间中的传播速度。

1.4 超外差式接收器组成

超外差式接收器利用本机振荡信号与接收信号混频，将不同载频的输入信号变换为固定中频信号，再进行中频放大和解调。

设输入信号频率为 $f_s$，本振频率为 $f_L$，混频后得到和频、差频分量。接收机通常取固定中频：

$$f_I = |f_L - f_s|$$

主要优点：

• 选择性好：中频固定，便于设计高选择性的中频滤波器。
• 灵敏度高：可在中频级集中获得较大、稳定的增益。
• 工作稳定：不同接收频率下中频通道参数基本不变。

需要注意的主要问题是镜像频率干扰。若以 $f_L=f_s+f_I$ 为例，频率 $f_{im}=f_s+2f_I$ 的信号也会被变换到同一中频，因此接收机前端需要有足够的高频选择性。

1.5 模拟通信系统

模拟通信系统传输连续变化的模拟信号，典型过程包括调制、发送、信道传输、接收和解调。常见模拟调制方式有调幅、调频和调相。

1.6 数字通信系统

数字通信系统传输离散数字信号，通常经过信源编码、信道编码、数字调制、信道传输、解调、译码等环节。数字通信抗干扰能力强，便于加密、复用和差错控制。

第二章 高频小信号放大器

2.1 高频小信号放大器概述

高频小信号放大器主要由有源器件和选频网络组成，用来放大已调制的微弱高频信号。由于被放大的信号具有一定频谱宽度，因此放大器既要有足够增益，也要有合适的通频带、选择性和稳定性。

主要性能指标包括：

• 电压增益或功率增益。
• 通频带。
• 选择性。
• 噪声系数。
• 稳定性。

2.2 LC 谐振回路

LC 谐振回路是高频小信号放大器中的重要选频网络，常见形式包括并联谐振回路和串联谐振回路。

谐振回路利用电感和电容之间的能量交换形成频率选择特性，在谐振频率附近对信号具有明显选择作用。理想谐振角频率为：

$$\omega_0 = \frac{1}{\sqrt{LC}}$$

对应谐振频率为：

$$f_0 = \frac{1}{2\pi\sqrt{LC}}$$

2.3 并联谐振回路与串联谐振回路比较

串联谐振回路适用于信号源内阻很小、可近似为电压源的情况；并联谐振回路适用于信号源内阻较大、可近似为电流源的情况。

其中，$r_0$、$R_0$ 表示电感线圈损耗折算后的等效损耗参数。当满足

$$\omega L - \frac{1}{\omega C} = 0$$

时，回路发生谐振，谐振角频率为：

$$\omega_0 = \frac{1}{\sqrt{LC}}$$

对并联谐振回路，谐振时回路阻抗最大，且近似呈纯阻性；在谐振点处电压幅值最大。对串联谐振回路，谐振时回路阻抗最小，且近似呈纯阻性；在谐振点处电流幅值最大。

并联谐振回路的性质如下：

• 当 $\omega < \omega_0$ 时，回路呈感性，端电压相位超前总电流。
• 当 $\omega > \omega_0$ 时，回路呈容性，端电压相位滞后总电流。
• 串联谐振回路的阻抗大小特性与并联谐振回路相反。

回路谐振时的特性阻抗用 $\rho$ 表示：

$$\rho = \omega_0 L = \frac{1}{\omega_0 C} = \sqrt{\frac{L}{C}}$$

并联谐振回路的品质因数为回路谐振电阻与特性阻抗之比；串联谐振回路的品质因数为特性阻抗与回路损耗电阻之比。

并联谐振回路：

$$Q = \frac{R_0}{\omega_0 L} = R_0\omega_0 C = \frac{R_0}{\rho}$$

串联谐振回路：

$$Q = \frac{\omega_0 L}{r_0} = \frac{1}{\omega_0 C r_0} = \frac{\rho}{r_0}$$

引入品质因数后，并联谐振回路的阻抗幅值表达式为：

$$|Z| = \frac{1}{\sqrt{\frac{1}{R_0^2}+\left(\omega C-\frac{1}{\omega L}\right)^2}} = \frac{R_0}{\sqrt{1+Q^2\left(\frac{\omega}{\omega_0}-\frac{\omega_0}{\omega}\right)^2}}$$

串联谐振回路的电流幅值表达式为：

$$|I| = \frac{U}{\sqrt{r_0^2+\left(\omega L-\frac{1}{\omega C}\right)^2}} = \frac{U/r_0}{\sqrt{1+Q^2\left(\frac{\omega}{\omega_0}-\frac{\omega_0}{\omega}\right)^2}}$$

2.4 通频带

谐振回路的通频带通常按幅频特性的半功率点定义。当电压或电流幅值从最大值下降到 $\frac{1}{\sqrt{2}}$ 时，对应的两个频率分别为 $f_1$ 和 $f_2$，两者之间的频率范围称为通频带：

$$B = f_2 - f_1 = 2\Delta f_{0.7}$$

根据定义：

$$\frac{U}{U_m} = \frac{1}{\sqrt{1+Q^2\left(\frac{f}{f_0}-\frac{f_0}{f}\right)^2}} = \frac{1}{\sqrt{2}}$$

对高 $Q$ 值谐振回路，通频带近似为：

$$B = f_2 - f_1 \approx \frac{f_0}{Q}$$

由此可见，$Q$ 值越高，通频带越窄，选择性越好；$Q$ 值越低，通频带越宽，选择性越差。工程中需要在选择性和信号带宽之间折中。

2.5 谐振回路的接入方式

2.5.1 阻抗的串并联等效

串联支路可以等效为并联支路。设串联支路参数为 $r_s$、$L_s$、$C_s$，并联等效参数为 $R_p$、$L_p$、$C_p$，则：

$$R_p = (1+Q^2)r_s$$

$$L_p = \left(1+\frac{1}{Q^2}\right)L_s$$

$$C_p = \frac{C_s}{1+\frac{1}{Q^2}}$$

当 $Q \gg 1$ 时，可近似为：

$$R_p \approx Q^2 r_s, \quad L_p \approx L_s, \quad C_p \approx C_s$$

2.5.2 阻抗变换

阻抗变换的目的是调整信号源、负载与谐振回路之间的耦合程度，使回路既能获得合适的增益，又不至于因负载过重而降低选择性。

若负载通过接入系数 $p$ 部分接入谐振回路，则折算到回路两端的等效电阻近似为：

$$R_L’ = \frac{R_L}{p^2}$$

接入系数越小，外部负载折算到回路上的等效阻抗越大，对回路影响越小，但能量传输也减弱。

2.5.3 自耦变压器接入

自耦变压器接入通过抽头改变接入系数，实现阻抗变换和耦合强度调节。若抽头电压与全回路电压之比为 $p$，则有：

$$p = \frac{N_1}{N}$$

其中，$N_1$ 为抽头匝数，$N$ 为总匝数。

2.5.4 电容抽头接入

电容抽头接入利用电容分压实现部分接入，可减小外接电路对谐振回路的影响。对串联分压电容 $C_1$、$C_2$，常用接入系数可按电压分配关系确定。

2.5.5 互感变压器接入

互感变压器接入通过磁耦合传递能量，常用于输入、输出回路之间的隔离和阻抗匹配。耦合过弱会使传输功率不足，耦合过强会使通频带展宽并降低选择性。

例题

解题时通常先求谐振频率、回路品质因数和通频带，再根据接入系数把信号源或负载阻抗折算到谐振回路两端。

2.6 晶体管的高频放大能力

$f_\alpha$ 是共基接法晶体管电流放大系数 $\alpha$ 下降到低频值的 $\frac{1}{\sqrt{2}}$ 时所对应的频率。

$f_\beta$ 是共射接法晶体管电流放大系数 $\beta$ 下降到低频值的 $\frac{1}{\sqrt{2}}$ 时所对应的频率。

$f_T$ 是共射电流放大系数 $\beta$ 下降到 1 时所对应的频率，称为特征频率。三者通常满足：

$$f_\beta < f_T < f_\alpha$$

晶体管工作频率越高，结电容、渡越时间和内部反馈的影响越明显，电流放大能力越弱。因此高频放大器设计中要选择足够高 $f_T$ 的器件，并减小寄生参数影响。

2.7 高频小信号放大器例题

常见计算步骤：

1. 根据 $L$、$C$ 求谐振频率 $f_0$。
2. 将外接电阻按接入系数折算到谐振回路。
3. 求有载品质因数 $Q_L$ 和通频带 $B$。
4. 根据等效电路求电压增益、输出电压或负载功率。

2.8 高频小信号调谐放大器的稳定性

2.8.1 不稳定的原因

高频小信号调谐放大器产生不稳定的主要原因有：

1. 晶体管内部存在反向传输导纳，输出信号可能反馈到输入端。
2. 放大器输入、输出回路之间存在寄生耦合。
3. 调谐回路参数选择不当时，反馈信号可能满足自激振荡条件。

若反馈信号与输入信号同相且环路增益不小于 1，放大器可能产生自激振荡。

2.8.2 提高稳定性的方法

1. 中和法：引入与内部反馈相抵消的外加反馈，使总反馈减小。
2. 失配法：通过降低回路匹配程度减小反馈影响，提高放大器稳定性，但会牺牲部分增益。
3. 屏蔽与合理布局：减小输入、输出之间的寄生电容和寄生电感耦合。
4. 选用高频性能好的器件，并使工作频率远低于器件极限频率。

第三章 高频功率放大器

3.1 甲类与丙类工作状态

高频小信号放大器一般工作在晶体管线性区，即甲类状态。高频调谐功率放大器为了提高效率，通常工作在晶体管非线性区，即丙类状态。

甲类放大器导通角为 $360^\circ$，线性好但效率低；丙类放大器导通角小于 $180^\circ$，效率高但输出电流失真严重，必须依靠调谐回路选出基波分量。

由于调谐功率放大器中的晶体管一般采用基极反向偏置，静态时晶体管处于截止状态。只有当输入激励信号足够大，使基极-发射极电压超过导通电压时，晶体管才会在一个周期内的部分时间导通。

3.2 调谐功率放大器工作原理

调谐功率放大器的基本工作过程如下：

• 无输入信号时：晶体管截止。
• 有输入信号时：基极-发射极电压可表示为

$$u_{BE} = U_{bm}\cos \omega t - E_b$$

其中，$U_{bm}\cos \omega t$ 为输入激励信号，$E_b$ 为基极反偏压。

晶体管的导通条件为：

$$u_{BE} > U_j$$

其中，$U_j$ 为晶体管导通电压。因此：

• 当 $U_{bm}\cos \omega t < E_b + U_j$ 时，晶体管截止。
• 当 $U_{bm}\cos \omega t > E_b + U_j$ 时，晶体管导通。

由于晶体管只在输入信号的部分周期内导通，其集电极电流为脉冲电流。调谐回路从脉冲电流中选出基波分量，从而在负载上得到近似正弦的高频输出电压。

导通角 $2\theta$ 由激励幅度、偏置电压和导通电压共同决定。若以 $\theta$ 表示半导通角，则临界导通边界满足：

$$U_{bm}\cos\theta = E_b + U_j$$

因此：

$$\cos\theta = \frac{E_b + U_j}{U_{bm}}$$

输入激励越大或反偏压越小，导通角越大；反偏压越大，导通角越小。

3.3 功率与功耗

电源供给的功率 $P_s$ 分为两部分：一部分 $P_c$ 损耗在晶体管上，使晶体管发热；另一部分 $P_0$ 转换为交流功率，输出给槽路。进入槽路的功率中，一部分 $P_t$ 损耗在槽路线圈和电容中，另一部分 $P_L$ 输出给负载 $R_L$。

常用关系为：

$$P_s = P_0 + P_c$$

$$P_0 = P_L + P_t$$

集电极效率定义为：

$$\eta_c = \frac{P_0}{P_s}$$

槽路效率定义为：

$$\eta_t = \frac{P_L}{P_0}$$

总效率为：

$$\eta = \frac{P_L}{P_s} = \eta_c\eta_t$$

3.4 调谐功率放大器的三种工作状态

调谐功率放大器通常可分为欠压、临界和过压三种工作状态。其差别主要由集电极电源电压、负载阻抗和输入激励共同决定。

• 欠压状态：集电极电流脉冲受集电极电压影响较小，输出电压随负载增加而增大，效率较低但失真较小。
• 临界状态：晶体管刚好进入临界饱和附近，输出功率较大、效率较高，是功率放大器常用工作点。
• 过压状态：晶体管进入明显饱和，集电极电流波形出现凹陷，输出电压变化较小，适合某些调制场合。

根据相关特性：

• 集电极调幅应工作在欠压状态，以保证输出幅度能随集电极电压近似线性变化。
• 基极调幅应工作在过压状态，以保证输出幅度主要受基极激励控制。

3.5 采用倍频器的原因

采用倍频器主要有以下原因：

1. 降低主振器工作频率，使振荡器更容易获得高稳定度。
2. 对调相或调频发射机，利用倍频器可增大相移或频移，从而提高调制度。
3. 利用倍频扩展发射机输出级的工作频段。
4. 通过多级倍频和选频，可以抑制不需要的频率分量。

第四章 正弦波振荡器

4.1 振荡器概念

振荡器是在没有外加周期信号作用的情况下，能自动把直流电源能量转换为一定频率和幅度交流信号的电路。正弦波振荡器输出近似正弦波，常作为通信设备中的载波源、本机振荡源和测试信号源。

振荡器与放大器的主要区别是：放大器需要外加输入信号，而振荡器依靠正反馈和选频网络自行产生周期信号。

4.2 反馈振荡器的组成

反馈式正弦波振荡器通常由三部分组成：

• 放大电路：提供能量补偿和电压或电流增益。
• 选频网络：决定振荡频率，并抑制非目标频率分量。
• 正反馈网络：把输出信号的一部分反馈到输入端，维持振荡。

反馈振荡器满足巴克豪森条件时可以维持等幅振荡：

$$|A(j\omega)F(j\omega)| = 1$$

$$\varphi_A + \varphi_F = 2n\pi \quad (n = 0, 1, 2, \cdots)$$

其中，$A$ 为放大电路增益，$F$ 为反馈系数。第一个条件称为振幅平衡条件，第二个条件称为相位平衡条件。

4.3 振荡的建立与起振

实际振荡器起振时，电路中的热噪声、接通电源瞬间的扰动或其他微小随机信号作为初始信号。若在某一频率上满足：

$$|AF| > 1$$

且相位满足正反馈条件，该频率分量会逐渐增大，振荡建立。随着幅度增大，放大器进入非线性区，等效增益下降，最终达到：

$$|AF| = 1$$

此时形成稳定的等幅振荡。

起振条件应略大于平衡条件，即 $|AF|>1$；稳定振荡时应回到 $|AF|=1$。

4.4 LC 正弦波振荡器

LC 振荡器利用 LC 谐振回路作为选频网络，适合产生高频正弦信号。常见形式包括变压器反馈式、电感三点式和电容三点式振荡器。

4.4.1 变压器反馈式振荡器

变压器反馈式振荡器通过互感线圈把输出信号反馈到输入端。只要反馈线圈极性连接正确，使反馈信号与输入信号同相，就能满足相位平衡条件。

4.4.2 电感三点式振荡器

电感三点式振荡器又称哈特莱振荡器，反馈电压由电感分压取得。振荡频率近似为：

$$f_0 = \frac{1}{2\pi\sqrt{(L_1+L_2+2M)C}}$$

若忽略互感 $M$，则：

$$f_0 \approx \frac{1}{2\pi\sqrt{(L_1+L_2)C}}$$

4.4.3 电容三点式振荡器

电容三点式振荡器又称科尔皮兹振荡器，反馈电压由电容分压取得。振荡频率近似为：

$$f_0 = \frac{1}{2\pi\sqrt{LC}}$$

其中，等效电容为：

$$C = \frac{C_1C_2}{C_1+C_2}$$

电容三点式振荡器频率稳定性较好，在高频振荡器中应用较多。

4.5 频率稳定度

振荡器频率稳定度表示振荡频率保持不变的能力，常用相对频率变化量表示：

$$\frac{\Delta f}{f_0}$$

影响频率稳定度的因素包括：

• 电源电压变化。
• 环境温度变化。
• 器件参数变化。
• 负载变化。
• 机械振动和分布参数变化。

提高频率稳定度的方法包括稳压、恒温、减小负载牵引、选用高 $Q$ 值谐振回路和采用石英晶体振荡器。

4.6 石英晶体振荡器

石英晶体具有压电效应，等效为高 $Q$ 值谐振元件，因此晶体振荡器具有很高的频率稳定度。

石英晶体有串联谐振频率和并联谐振频率。串联谐振时等效阻抗最小，并联谐振时等效阻抗最大。晶体振荡器常用于通信设备的标准频率源和本机振荡源。

第五章 振幅调制与解调

5.1 基础知识

振幅调制是使高频载波的振幅随低频调制信号变化，而载波频率和相位保持不变的过程。设载波为：

$$u_c(t) = U_{cm}\cos\omega_c t$$

调制信号为：

$$u_\Omega(t) = U_\Omega\cos\Omega t$$

其中，$\omega_c$ 为载波角频率，$\Omega$ 为调制信号角频率，且通常满足 $\omega_c \gg \Omega$。

常用三角恒等式：

$$\cos\alpha\cos\beta = \frac{1}{2}\cos(\alpha+\beta)+\frac{1}{2}\cos(\alpha-\beta)$$

该公式说明：两个余弦信号相乘会产生和频与差频分量，是调制、混频和检波分析的基础。

5.2 普通调幅波

普通调幅波又称 AM 波，其表达式为：

$$u_{AM}(t) = U_{cm}(1+m_a\cos\Omega t)\cos\omega_c t$$

其中，$m_a$ 为调幅系数。若线性调制关系写成：

$$u_{AM}(t) = \left(U_{cm}+k_a u_\Omega(t)\right)\cos\omega_c t$$

且 $u_\Omega(t)=U_\Omega\cos\Omega t$，则单音调制时：

$$m_a = \frac{k_aU_\Omega}{U_{cm}}$$

也可理解为载波振幅的最大相对变化量：

$$m_a = \frac{\Delta U_c}{U_{cm}}$$

更常用的包络表示为：

$$m_a = \frac{U_{max}-U_{min}}{U_{max}+U_{min}}$$

为避免过调制，应满足：

$$0 \le m_a \le 1$$

将 AM 波展开可得：

$$u_{AM}(t) = U_{cm}\cos\omega_c t + \frac{m_aU_{cm}}{2}\cos(\omega_c+\Omega)t + \frac{m_aU_{cm}}{2}\cos(\omega_c-\Omega)t$$

因此，普通调幅波频谱由载波、上边频和下边频组成。若最高调制频率为 $F_{max}$，则普通调幅波总带宽为：

$$B = 2F_{max}$$

5.3 调幅波的功率关系

按本笔记采用的峰值电压约定，载波功率为：

$$P_c = \frac{U_{cm}^2}{R_L}$$

其中，$U_{cm}$ 为未调载波振幅，$R_L$ 为负载电阻。单音调制时普通调幅波总功率为：

$$P_{AM} = P_c\left(1+\frac{m_a^2}{2}\right)$$

两个边频功率之和为：

$$P_{SB} = \frac{m_a^2}{2}P_c$$

每个边频功率为：

$$P_{USB}=P_{LSB}=\frac{m_a^2}{4}P_c$$

只有边频携带有用信息，载波本身不携带调制信号信息。因此普通调幅的功率利用率较低。

5.4 双边带和单边带调制

双边带抑制载波调制 DSB-SC 的表达式为：

$$u_{DSB}(t) = kU_\Omega U_{cm}\cos\Omega t\cos\omega_c t$$

展开可得上、下两个边频，但没有载波分量。DSB-SC 功率利用率高于普通 AM，但接收端不能用简单包络检波，通常需要同步检波。

单边带调制 SSB 只发送一个边带，带宽为普通 AM 的一半，功率利用率更高，但产生和解调电路较复杂，要求接收端载波同步准确。

5.5 调幅波的解调

解调过程实质上就是调制过程的逆过程。振幅调制的解调被称为检波，振幅的检波可以分为相干解调和非相干解调。普通调幅波采用非相干的调解方法，也称为包络检波器。相干解调的主要用于调节双边带和单边带的调幅信号。

5.5.2 同步检波

同步检波将接收信号与本地恢复的同频同相载波相乘，再经过低通滤波得到原调制信号。它适用于普通 AM、DSB-SC 和 SSB 等信号，但要求本地载波与发送端载波保持频率和相位同步。

5.6 调幅与混频的关系

调幅和混频本质上都利用非线性器件或乘法器产生频率变换。调幅是把低频信号搬移到高频载波附近，便于无线传输；混频是把一个高频信号搬移到另一个频率，常用于超外差接收机中产生固定中频。

两者都依赖乘积项：

$$\cos\omega_1 t\cos\omega_2 t = \frac{1}{2}\cos(\omega_1+\omega_2)t + \frac{1}{2}\cos(\omega_1-\omega_2)t$$

第六章 角度调制与解调

6.1 角度调制的基本概念

角度调制是使高频载波的瞬时相位或瞬时频率随调制信号变化，而载波振幅保持不变的调制方式。设未调载波为：

$$u_c(t) = U_{cm}\cos\omega_c t$$

一般角度调制信号可写为：

$$u(t) = U_{cm}\cos\left[\omega_c t + \varphi(t)\right]$$

其中，$\varphi(t)$ 为附加相位。角度调制包括调频 FM 和调相 PM。

瞬时角频率定义为总相位对时间的导数：

$$\omega_i(t) = \frac{d}{dt}\left[\omega_c t + \varphi(t)\right] = \omega_c + \frac{d\varphi(t)}{dt}$$

瞬时频率为：

$$f_i(t) = \frac{\omega_i(t)}{2\pi}$$

6.2 调频及数学表达式

调频是使载波瞬时频率随调制信号线性变化的过程。若调制信号为 $u_\Omega(t)$，则调频信号的瞬时角频率为：

$$\omega_i(t) = \omega_c + k_f u_\Omega(t)$$

其中，$k_f$ 为调频灵敏度，单位通常为 $\text{rad}/(\text{s}\cdot\text{V})$。由于瞬时角频率是相位的导数，调频信号为：

$$u_{FM}(t) = U_{cm}\cos\left[\omega_c t + k_f\int u_\Omega(t)dt\right]$$

6.3 调相及数学表达式

调相是使载波瞬时相位随调制信号线性变化的过程。调相信号为：

$$u_{PM}(t) = U_{cm}\cos\left[\omega_c t + k_pu_\Omega(t)\right]$$

其中，$k_p$ 为调相灵敏度。若调制信号为单音信号 $u_\Omega(t)=U_\Omega\cos\Omega t$，则：

$$u_{PM}(t) = U_{cm}\cos\left(\omega_c t + k_pU_\Omega\cos\Omega t\right)$$

调相指数为：

$$m_p = k_pU_\Omega$$

PM 的最大相偏与调制信号幅度成正比；FM 的最大频偏与调制信号幅度成正比。

6.4 调频与调相的比较

FM 与 PM 都属于角度调制，二者的共同特点是载波振幅恒定，信息包含在载波角度变化中，因此抗幅度干扰能力强。

主要区别如下：

FM 可以通过先对调制信号积分后进行调相来实现；PM 可以通过先对调制信号微分后进行调频来实现。

6.5 角度调制波的频谱与带宽

单音调频信号可写为：

$$u_{FM}(t)=U_{cm}\cos(\omega_c t + m_f\sin\Omega t)$$

其频谱由载波分量和无穷多个边频分量组成，边频频率为：

$$f_c \pm nF \quad (n=1,2,3,\cdots)$$

各边频幅度由贝塞尔函数决定。实际工程中远离载频的高阶边频幅度很小，可以忽略。角度调制信号的近似带宽常用卡森公式估算：

$$B \approx 2(\Delta f_m + F_{max})$$

当调制信号为单音信号时：

$$B \approx 2(m_f+1)F$$

窄带调频通常满足 $m_f \ll 1$，频谱近似只包含载波和一对边频；宽带调频的 $m_f$ 较大，边频分量多，占用带宽较宽，但抗干扰性能更好。

6.6 调频波的产生方法

调频波的产生方法主要分为直接调频和间接调频。

6.6.1 直接调频

直接调频通过调制信号直接改变振荡器的振荡频率。例如利用变容二极管作为压控电容，使 LC 振荡回路的谐振频率随调制信号变化。

直接调频的优点是容易获得较大的频偏；缺点是中心频率稳定度受振荡器影响较大。

6.6.2 间接调频

间接调频先产生调相信号，再通过积分网络使调相信号等效为调频信号。常见方法是先用高稳定度晶体振荡器产生载波，再经调相和倍频得到所需调频波。

间接调频的优点是中心频率稳定度高；缺点是获得大频偏时通常需要多级倍频。

6.7 调频波的解调

从调频波中恢复原调制信号的过程称为鉴频或频率检波。鉴频器的输出电压应与输入调频波的瞬时频率偏移成正比：

$$u_o(t) \propto \Delta f(t)$$

常见鉴频方法包括：

• 斜率鉴频：利用谐振回路幅频特性斜边，将频率变化转换为幅度变化，再进行包络检波。
• 相位鉴频：先把频率变化转换为相位变化，再通过相位检波得到低频信号。
• 比例鉴频：在相位鉴频基础上改善幅度干扰抑制能力。
• 锁相环鉴频：利用锁相环跟踪输入信号频率变化，控制电压即为解调输出。

调频接收机中常在鉴频前加入限幅器，去除信号中的寄生调幅和幅度噪声，以发挥调频制的抗干扰优势。

第七八章
变频器的主要技术指标：
变频器增益
选择性
工作稳定性
非线性失真
噪声系数

对信号造成干扰：
mfl - nfs = fi
-mfl + nfs = fi

减弱组合频率干扰的办法：
适当选择变频电路的静态工作点，尤其是UL不要过大
输入型号电压幅值不宜过大，否则谐波幅值也大，使干扰增强
选择中频时，应考虑组合频率的影响，使其远离在变频过程中可能产生的组合频率

外来干扰：
中频干扰
镜频干扰
组合副波道干扰

基本锁相环的构成

锁相环的主要特性
锁定特性
跟踪特性
窄带滤波特性
良好的门限特性

频率合成器的主要技术指标
工作频率范围
输出频率范围
频率转换时间
频率稳定度和准确度
频率纯度

晶体管噪声主要类型
电阻热噪声
散弹噪声
分配噪声
闪烁噪声